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OTT-JAKOB 9525003320 正品

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與傳統無線電不同，軟件無線電要求盡可能地以數字形式處理無線信號，因此必須將A/D和D/A轉換器盡可能地向天線端推移，這就對A/D和D/A轉換器的性能提出了更高的要求。主要體現在兩個方面。

(1)采樣速率。依據采樣定理，A/D轉換器的抽樣頻率fs應大于2Wa(Wa為被采樣信號的帶寬)。在實際中，由于A/D轉換器件的非線性、量化噪聲、失真及接收機噪聲等因素的影響，一般選取fs>2.5Wa。

(2)分辨率。采樣值的位數的選取需要滿一定的動態范圍及數字部分處理精度的要求，一般分辨率80dB的動態范圍要求下不能低于12位。

折疊編輯本段模數變換方法
軟件無線電對模數變換的技術要求包括以下幾個方面:

(1)采樣方法應滿采樣定理，適當加入抗混迭濾波器;

(2)寬帶化，如在中頻對模擬信號進行數字化，信號帶寬通常在十幾到幾十兆赫茲;

(3)保持較高的信號動態范圍;

(4)高采樣率，應盡量在中頻或射頻工作，以盡可能保證整機的軟件化處理;

(5)減少量化噪聲。

模數變換主要是對模擬信號進行采樣，然后量化編碼為二進制數字信號;數模變換是模數變換的逆過程，主要是將當前數字信號重建為模擬信號。下面主要介紹采樣和重建的方法。

1.低通采樣

低通采樣定理表述如下。

一個頻帶限制在(0，fH)內的連續信號x(t)，如果抽樣頻率fs大于或等于2fH，則可以由抽樣序列{x(nTs)}無失真地重建恢復原始信號x(t)。

由低通采樣定理可知，若抽樣頻率fs<2fH，則會產生失真，這種失真稱為混疊失真。

下面對低通采樣定理進行簡單的證明。

設為低通信號，抽樣脈沖序列是一個周期性沖擊函數δT(t)。抽樣過程x(t)是與δT(t)相乘的過程，即抽樣后信號xs(t)=x(t)δT(t)。由頻域卷積定理可知:

模數轉換模數轉換

(2.36)

其中，X(ω)為低通信號的頻譜。

模數轉換模數轉換

(2.37)

所以

模數轉換模數轉換

(2.38)

可知，在ωs≥2ωH的條件下，周期性頻譜無混疊現象。于是，經過截止頻率為的理想低通濾波器后，可無失真地恢復原始信號，如圖1所示。

模數轉換模數轉換

圖1采樣前后頻譜對比圖

如果ωs<2ωH，則頻譜間出現混疊現象。此時不可能無失真地重建原始信號。

對于低通采樣的軟件無線電接收機，可以根據低通采樣定理設計模型。假設接收機所要求的低和高頻率分別為fmin和fmax，考慮前置超寬帶濾波器的矩形系數r，則有:

fs>2rfmax (2.39)

一般而言，軟件無線電接收機的工作頻帶很寬，這就要求A/D采樣也必須達到相應的速度以滿其要求。例如，當fmax=1GHz，r=4時，fs≥8GHz。即使允許過渡帶混疊，低采樣速率也應滿:fs≥(r+1)fmax=5GHz。目前的ADC尚無法達到如此高的采樣率。在此基礎上，如果要求A/D具有很大的動態范圍，則實現會更加困難。同時，超寬帶濾波器、放大器實現難度也較大。

綜上，基于低通采樣理論的射頻低通采樣的方式，由于受到ADC器件制造水平的限制，在軟件無線電中很難達到所需的性能。

2.內插公式

D/A是A/D的逆過程，主要是對數字信號進行內插以得到模擬信號。如果從頻域角度看信號的重建，那么采樣后的信號經過傳遞函數為H(ω)的理想低通濾波器后，其頻譜為:

模數轉換模數轉換

(2.40)

其中，

模數轉換模數轉換

(2.41)

從時域角度，重建信號可以表示為:

模數轉換模數轉換

(2.42)

式(2.42)即為采樣信號的重建公式(或稱為內插公式)。

3.帶通采樣

低通采樣定理主要解決的是頻譜分布在(0, fH)上的基帶信號的采樣問題。對于頻譜分布在(fL,fH )，且滿fH>>B=fH-fL的信號，低通采樣所要求的采樣頻率很高，以致難以實現。為解決這個問題，可采用欠采樣的方法。帶通采樣是一種常用的欠采樣形式。

帶通采樣定理描述如下。

設有一個頻率帶限信號x(t)，其頻帶限制在(fL,fH )內，如果其采樣速率fs滿:

模數轉換模數轉換

(2.43)

式中B=fH-fL，M=[fH/(fH-fL)]-N，N為不超過fH/(fH-fL)的大正整數，則用fs進行等間隔采樣得到的信號采樣值{x(nTs)}能準確地確定原信號x(t)。

由于帶通采樣定理的特點，它只適用于占據一個頻帶的信號，而不允許在不同的頻帶上同時存在信號，否則將會引起信號混疊。然而在實際系統中，許多時候需要處理的信號在不同的頻帶上均有一定的分量。為解決這一問題，可引入抗混疊濾波器。其理想的處理方法為:當需要對某一帶通信號進行采樣時，可先通過抗混疊濾波器將其調制到所感興趣的帶通信號的中心頻率上，濾出所需要的帶通信號，然后再通過帶通采樣定理進行采樣。其模型如圖2所示。

模數轉換模數轉換

圖2理想帶通采樣模型

這種理想的帶通采樣模型存在著兩方面的限制，主要表現在:

(1)如果帶通采樣的頻段范圍較寬，則要求ADC也必須具有較大的工作帶寬;

(2)針對不同頻率信號的帶通采樣要求，ADC之前的抗混疊濾波器必須是可調抗混疊跟蹤濾波器。

為解決上述問題，在實際應用中，可以采用前端超外差接收機模型。其特點為:射頻信號先通過與一個本振信號進行混頻，變成統一的中頻信號，然后進行濾波和帶通采樣。其結構如圖3所示。

模數轉換模數轉換

圖3超外差接收機模型

圖3中，fc=fL-f1，通過改變本振頻率fL就可以將不同頻率的f1信號變換為統一的頻率為fc的中頻信號，這樣ADC前的抗混疊濾波器就更容易實現了。然而，這種超外差中頻數字化接收體制也存在著一定的缺陷，表現為由于模擬信號處理環節過多，導致適應性不強，可擴展性差。

適用于軟件無線電的寬帶數字中頻接收機是對傳統的超外差數字中頻接收機的一種革新。二者的主要區別為前者的中頻帶寬為寬帶結構，而后者為窄帶結構。軟件無線電的寬帶數字中頻接收機比理想帶通采樣模型復雜，通過相對復雜的射頻前端把射頻信號變換為中心頻率和帶寬適中的寬帶中頻信號，因而大大減輕了后續A/D采樣數字化的負擔。這種結構改善了窄帶數字中頻接收機對信號環境的適應性和可擴展性，對器件的性能要求較低，在目前的技術條件下，是軟件無線電接收機主要的實現方案。

4.過采樣

以遠大于低通采樣率進行采樣的方法稱為過采樣技術。采用過采樣技術會帶來以下兩個好處。

(1)高速采樣可降低對前級抗混疊濾波器性能的設計要求。采樣率越高，則采樣后頻域中相鄰的兩個周期性頻譜之間的間隔越大。因此即使前級濾波器在截止頻率附近的阻帶衰減不，所產生的混疊效應也會減輕，相應的恢復后信號的失真也會減小。

(2)高速采樣可提高信噪比。由于存在著量化噪聲，ADC的信噪比近似表示為:

模數轉換模數轉換

(2.44)

其中，N為ADC的分辨率，fs為采樣速率，fmax為輸入模擬信號的大頻率。由式(2.44)可見，采樣率每提高一倍，信噪比增加3dB。

折疊編輯本段轉換器的參數
1.采樣速率和分辨率

對于ADC而言，采樣速率和分辨率是兩個非常重要的指標參數。其中，采樣速率表示模擬信號轉換為數字信號的速率，與ADC器件的制造技術有關，取決于ADC中比較器所能提供的判斷能力。分辨率表示模擬信號轉換為數字信號后的比特數。

一般而言，采樣速率和分辨率是互相制約的關系。采樣速率每提高一倍，分辨率大約損失1bit。這主要是由于采樣時刻的抖動，即孔徑抖動或稱為孔徑不定性。

分辨率直接決定了ADC的量化電平，即ADC能夠分辨的小模擬信號電平值。假設ADC的輸入電壓范圍為(−V，V)，分辨率為N(bit)，則該ADC擁有有個2量化電平，且量化電平為:

ΔV=2V/2(2.45)

ΔV也可以稱為轉換精度。由上面的公式可見，ADC的分辨率越高，電壓輸入范圍越小，則它的轉換精度越高。

2.信噪比

ADC的信噪比(SNR)反映了量化過程中產生的無噪聲信號部分的均方根值和量化噪聲的均方根值的比值。若輸入信號為歸一化的正弦波1/2sin(ωt+ψ)，則可以通過如下公式來確定SNR的大小:

模數轉換模數轉換

(2.46)

其中，N為ADC的分辨率。由此可知，ADC的信噪比主要取決于分辨率，分辨率每增加一位，ADC的信噪比將增加6dB。但是隨著分辨率的提高，ADC的量化電平變得更小，采樣過程更容易被干擾。

3.有效轉換位數

對于實際的A/D變換系統，由于存在著電噪聲、外界干擾和模擬電路的非線性畸變等因素的影響，僅以理想的分辨率來度量系統性能是不夠的。為更好地反映系統系能，可以在測量得到SNR的基礎上，將上述因素按量化噪聲進行折算，推導出系統的有效轉換位數(ENOB)。其計算公式如下:

模數轉換模數轉換

(2.47)

ENOB表示了理想的ADC器件為達到實際的SNR所需要具有的分辨率的大小。ADC器件指標中ENOB與分辨率的差別，反映了由于誤差源引起的SNR下降所造成的采樣精度下降的程度。

4.無失真動態范圍

無失真動態范圍(SFDR，Spurious-FreeDynamicRange)表示ADC在強信號干擾下檢測微弱信號的能力，在有的書中也被稱為無雜散動態范圍或無寄生動態范圍。SFDR可以按兩種方式進行定義:

(1)定義為滿量程(FS)信號的均方根值與輸出信號中大寄生信號的均方根值的比值，用dBFS表示;

(2)定義為輸入信號幅度的均方根值與輸出信號中大寄生信號的均方根值的比值，表示為dBc。

在理想情況下，SFDR的大值出現在滿幅度輸入的情況下。在實際情況中，SFDR的大值比滿幅度輸入至少低幾個dB，這是由于在輸入信號幅度接近滿幅度時ADC的非線性及失真現象將更加嚴重。因此，在實際中，應避免使ADC輸入信號幅度接近滿幅度。

5.孔徑誤差

在理想情況下，采樣過程是瞬間完成的。然而，對于實際的A/D變換過程，從發出采樣命令到實際開始采樣需要一定的時間，即實際采樣點與理想采樣點之間存在著一定的時間延遲，稱為孔徑時間(ApertureTime)。對于一個動態模擬信號，在ADC接通的孔徑時間里，輸入的模擬信號值是不確定的，從而引起輸出的不確定誤差，這就是所謂的孔徑誤差。孔徑誤差會導致ADC采樣精度和信噪比的下降，且與被采樣信號的頻率f成正比。

假設輸入信號是一頻率為f的正弦信號，

模數轉換模數轉換

(2.48)

信號電壓變化大的時刻發生在信號的過零點處，即:

模數轉換模數轉換

(2.49)

假設模數轉換器的轉換時間為tcon，則在轉換時間內可能出現的大孔徑誤差為:

模數轉換模數轉換

(2.50)

大相對孔徑誤差為:

模數轉換模數轉換

(2.51)

6.非線性誤差

非線性誤差是轉換器的重要精度指標，表示了ADC實際轉換值與理論轉換值之間的差別。非線性誤差主要包括兩類:差分非線性(DNL，DifferentialNon-Linearity)誤差和積分非線性(INL，IntegralNon-Linearity)誤差。

差分非線性誤差(DNL)是指ADC實際的量化電平與理論的量化電平之間的差異，這主要由于A/D本身的電路結構和制造工藝等原因，引起在量程中某些點的量化電壓和標準的量化電壓不*而造成的。DNL引起的失真分量與輸入信號的幅度和非線性出現的位置有關，通常用和理想電平相差的百分比來表示。

積分非線性誤差(INL)是指ADC實際轉換特性函數曲線與理想轉換特性直線之間的大偏差，主要是由于A/D模擬前端、采樣保持器及ADC的傳遞函數的非線性所造成的。理想轉換特性直線可以利用小均方算法得到，而INL引起的各階失真分量的幅度隨輸入信號的幅度變化。如果輸入信號每增加1dB，則二階交調失真分量增加2dB，三階交調失真分量增加3dB。

電流傳感器

AHR2000B10
LV100-1200/SP8
LA100-P/SP50
HO10-P/SP50
LT308-S7/SP1
HAT1200-S
LTS25-NP
LF205-S/SP3
HLSR20-P
LT10000-S
HAL200-S
8-4 FQ-SS
YY561120F
SMT 1X0.095-304-CD
C8-8FN-3
Y-50(0-4000psi)
IBF-B-6224-N-D-SS
QR4004SK3PXFSFIF
8-8 FQ-SS
M12MSC1/2N-316
785EN
6A-B6LJ2-SSP
8-6 RB-SS
C4-4FN-3
QR4003SK4PXXFSMIIM
UT12FN-1
E4-4FN-3
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QR4000SK3PFSMMMT
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SH8-63
FSCR-64
HF1200WK4PXXFS8FIIF
8 TZ-SS
JN4C-4CN
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71-3C16-16F
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UT8FN-1
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8-8-8 JQ-SS
2F-V4LR-SS
8 BVI-SS
381-12
HF1200SK4PXX8B
VAIEX 1/2
YTF-50H(0-4000Psi)
8-8-8 FT-SS
BNKAD6JNC2-496593C2
2F-MB4LPFA-SSP
BH4-60
CV-1-1166
FLC8
4MSEL2N-316
1NU1-316
KH38ZS
SU12-8GN-1
GAMS-84
1/2X1/4 PTR-S
PM010-10AP-DO

OTT-JAKOB松刀裝置的放松夾緊裝置使用液壓或者氣動的方式。打刀力取決于拉入力和轉數，特別是在大斜度錐面7：24系統中，旋轉數會導致相應松刀力的增加。這是因為主軸錐面膨脹，特別是高速旋轉時的膨脹，將逐漸鉤形彎曲并縮進主軸。OTT-JAKOB公司成功地確定了優化的松刀裝置方案，并成功地將一個模擬位置指示器安裝在松刀裝置中，幾乎OTT-JAKOB所有的釋放單元都可以選裝該系統，以使夾緊(刀柄)裝置能夠以*的精度定位。模擬信號可以直接連接控制系統的CPU或者通過使用OTT-JAKOB位置控制器轉換為數字信號。位置控制器能探測到拉刀的準確位置，并作為輸出信號傳輸給控制系統。

SK牽引頭在小的空間內可以得到大的拉入力。OTT-JAKOB公司的牽引頭使用了一個傳動裝置該裝置可以將拉入力放大近3倍。除了尺寸較小外，應用HSK的另一個優點是拉緊系統的總質量較小,這使其平衡特性得到了改善。
95.101.452.3.2    95.101.450.3.2    95.101.453.3.2   95.101.451.3.2    95.101.280.9.2
95.101.288.3.2     95.101.216.3.2     95.101.202.3.2    95.101.223.3.2    95.101.684.3.2  95.101.281.9.2    95.100.975.4.2     95.101.570.3.2     95.101.287.3.2   95.101.372.5.1 95.101.233.3.2   95.101.486.3.2     95.101.686.3.2     95.101.372.5.1    95.101.372.5.1    95.101.372.5.1 95.101.372.5.1       95.100.975.4.2    95.100.975.4.2 95.101.290.3.2     95.101.295.3.2     95.101.685.3.2    95.101.569.3.2    95.101.485.3.2 95.101.687.3.2
95.101.297.3.2    95.101.298.3.2    95.101.356.3.2     95.101.540.3.2  95.101.636.5.1    
95.101.337.9.2   95.101.386.3.2    95.101.306.3.2    95.101.522.3.2   95.101.668.3.2   95.101.385.3.2    95.101.476.3.2 95.101.636.5.2    95.100.421.4.2        95.101.781.3.2    95.101.782.3.2 95.101.273.4.1    95.101.336.9.2      95.101.308.3.2   95.101.307.3.2
95.101.092.4.1    95.101.284.9.2   95.100.120.3.2    95.101.270.3.2   95.101.274.2.2

7.互調失真

當兩個正弦信號、同時輸入ADC時，由于器件的非線性，其輸出頻譜除了含有這兩個頻率的分量之外，還將產生許多失真產物，由此所造成的失真稱為互調失真(IMD，InterModulationDistortion)，其中m+n的數值表示失真的階數。在所有的互調失真中，二階和三階的互調產物為重要。前者容易通過數字濾波器濾除，而后者由于與、離得很近而很難濾除。

一般采用二階截獲點和三階截獲點來度量互調失真。然而，對于ADC，由于其限幅的特性，二階截獲點和三階截獲點并不適用，因此在ADC中也并沒有。在這種情況下，雙音SFDR是適合度量ADC失真程度的指標。

8.諧波失真

由于ADC非線性的影響，其輸出的頻譜中出現許多輸入信號的高次諧波，這些高次諧波分量稱為諧波失真分量，由此所造成的失真稱為諧波失真(THD，TotalHarmonicDistortion)。諧波失真和互調失真是兩個不同的概念，前者是對原信號波形的扭曲，即使是單一頻率信號通過ADC也會產生這種現象，而后者卻是不同頻率之間的互相干擾和影響。

度量ADC的諧波失真的方法很多，通常可利用離散傅里葉變換(DFT)測出各次諧波分量的大小。DFT算法的表達式如下:

模數轉換模數轉換

(2.52)

其中，為輸入序列，N為變換的點數。總的諧波失真DTH指標可以用下式表示:

模數轉換模數轉換

(2.53)

式中，為輸入信號的幅度(有效值)，v2、v3、…、vn分別為2次、3次、…、n次諧波的幅度(有效值)。在實際應用中，通常取n的值為5或6。

9.全功率輸入帶寬

全功率輸入帶寬(FullPowerAnalogInputBandwidth)是指當ADC輸出信號幅度低于大輸出電平3dB時的輸入信號頻率范圍。一般采樣速率越高，全功率輸入帶寬就越寬。對于ADC而言，被采樣信號的帶寬必須在全功率輸入帶寬之內，否則在模擬輸入帶寬之外的頻率成分因衰減過多而無法正確地反映原始信號。

折疊編輯本段通用轉換結構
軟件無線電中通常采用的ADC和DAC的結構包括以下4種類型:

(1)并行結構，包括Flash-ADC和串狀DAC;

(2)分段結構，包括折疊內插ADC和"分段"梯形DAC;

(3)迭代結構，包括分區ADC、流水線型ADC、逐次逼近型ADC;

(4)Σ-△結構，包括Σ-△ADC和DAC。

下面以ADC為例對以上幾種結構進行介紹。

1.并行結構

并行結構的數據轉換器的基本思想是:同時比較待轉換的信號電平與所有級別的量化電平之間的關系，在模擬信號和數字信號之間相互轉換。并行結構所對應的A/D和D/A轉換器件分別為Flash-ADC和串狀DAC。

Flash-ADC內含一列并聯比較器，一列由電阻分壓器產生的電平作為相應的比較器的基準電壓。被轉換的模擬電壓信號同時加到全部比較器上，各比較器的輸出經編碼后作為ADC的輸出，如圖2.12所示。

一個分辨率為N(bit)的Flash-ADC含有2N個精密電阻，2N−1個高速比較器;分辨率每增加1bit，需要增加2N個精密電阻和2N個高速比較器，這會大大增加集成的復雜度和器件功耗。因此一般Flash-ADC的分辨率無法達到很高。

串狀DAC是實現Flash-ADC的逆操作，因使用電阻串來構造參考電壓而得名，在有的書中也被稱為開爾文分配器。串狀DAC依靠待轉換數據來控制一組開關，以產生合適的電流通過精密電阻，從而產生合適的模擬信號電壓。

并行結構只需要一級模擬電路，因此具有設計簡單，轉換時間短，速度快的優點，在所有可能的結構中提供快的數據轉換。在分辨率要求較低的情況下，Flash-ADC和串狀DAC兩種結構都容易采用超大規模集成電路(VLSI)進行設計。然而，由于比較器(或開關)和精密電阻的數量隨著轉換器的分辨率呈指數增長，Flash-ADC和串狀DAC的芯片面積和功耗也隨之呈指數增長。

2.分段結構

分段結構的數據轉換器的思想是把輸入信號分成MSB和LSB兩個分量，之后兩個分量通過各自所對應的數據轉換器進行處理，后將處理的結果組合起來形成輸出信號。其中MSB分量反映了輸入信號相對較大的幅度增量，而LSB反映了在MSB上所疊加的較小的幅度變化。對于數字信號而言，MSB代表了高位比特，而LSB代表了低位比特。

而軟件無線電所生成的數字信號也需要變換成模擬信號才能進行射頻放大輸出。這一切都是通過A/D轉換器(ADC)和D/A轉換器(DAC)來實現的。

與傳統無線電不同，軟件無線電要求盡可能地以數字形式處理無線信號，因此必須將A/D和D/A轉換器盡可能地向天線端推移，這就對A/D和D/A轉換器的性能提出了更高的要求。主要體現在兩個方面。

(1)采樣速率。依據采樣定理，A/D轉換器的抽樣頻率fs應大于2Wa(為被采樣信號的帶寬)。在實際中，由于A/D轉換器件的非線性、量化噪聲、失真及接收機噪聲等因素的影響，一般選取fs>2.5Wa。

(2)分辨率。采樣值的位數的選取需要滿一定的動態范圍及數字部分處理精度的要求，一般分辨率80dB的動態范圍要求下不能低于12位。

本節首先介紹模數/數模變換的原理及關鍵技術，接著給出模數/數模轉換器的一些關鍵參數，后討論幾種通用的模數/數模轉換器的結構。